每天一个知识点：射频信噪比和信纳比

SNR / SINAD / SINR

有几个相似但有点不同的术语表示有用信号和不需要的噪声之间的比率。这些术语几乎让每个人都感到困惑。我将尝试解释这些术语的概念和实际意义（希望如此）。在许多情况下，如果您了解使用这些术语的使用目的（在何种上下文中使用），将会更容易理解它们。

SNR（信噪比）

SNR代表“信噪比”。它的含义几乎是不言自明的，它不需要太多解释。它只是信号功率和噪声功率的比率，如下面以数学形式描述的：

SNR信噪比的数学表示

SNR也可以以图形形式表示，如下图所示：

信噪比的图形表示

如果以dB刻度表示，SNR可以是正值和负值。负SNR意味着信号功率低于噪声功率。您可能认为在负SNR条件下通信是不可能的，但实际上存在通信系统（技术），其被设计成主要在这种条件下工作（例如，CDMA，WCDMA）。

为什么SNR很重要？

这是因为SNR是表示信号质量的最重要指标之一。您可能认为信号功率是信号质量的最重要因素，但理论上信号功率本身并不意味着它能表示信号质量，这有助于您预测通信系统会发生多少错误。即使您的信号功率非常强，如果噪声功率也很高，您也不会获得良好的通信结果（低误差或无误差）。相反，即使信号功率非常低，如果噪声功率远低于信号功率，也可以获得良好的通信结果。这就是为什么在大多数通信教科书或大多数测量过程中，SNR而不是绝对信号功率被用作通信质量的评估/测试标准。

现在让我们考虑如何测量SNR。

您可以使用频谱分析仪对某个信号的SNR进行粗略估计，但它可能不像听起来那么容易准确测量的SNR，因为理想情况下，这个测量应该在1 Hz的RBW下进行。

但是，如果必须在通信设备（而不是测试设备）中测量SNR，则不能使用与使用频谱分析仪测量相同的方法。在这种情况下，该设备使用非常复杂的信号处理算法来估计SNR，并且该方法本身倾向于根据不同的通信技术而不同。

SNR如何影响系统的性能（特别是在传输系统的接收器上）？我认为以下章节会让您直观地了解这一点。如您所见，随着SNR的降低，信号质量变得更差（噪声水平更高）。结果，误码率（BER）将增加，灵敏度将降低。 （注意：此示例中添加的噪声为AWGN。有关SNR和AWGN之间关系的详细信息我们后面会进行讲解）。

在下面的图中，红点表示几乎没有误差的理想星座，黑点表示每个具有噪声干扰的数据点的统计位置。可以说，红点越远黑点，就会出现更高的可能错误（误码率）。在此示例中，您将看到三种QAM星座的情况，并且每种情况都会因不同的SNR而出现错误。你会注意到随着信噪比的降低，星座的传播范围变宽了。这意味着：具有相同的调制方案，随着SNR越来越低，误差的可能性越来越高。如果您不熟悉这种概念，请多花一些时间，直到您理解这个概念。

不同的SNR对星座点的影响

现在让我们以更加定量的方式描述SNR和误码率之间的关系。如果您有机会获得有关通信技术的文章或论文/论文（尤其是与发射器，接收器技术相关的任何内容），您可能会看到右下图所示的图。但是，如果您是这个领域的新手，那么这些图的解释可能似乎并不清楚。

下面图示中的星座基于LTE物理层规范。 SNR和精确BER之间的确切定量关系将根据每个通信系统设计而变化，但是这里解释的总体逻辑适用于任何系统。

首先，看看顶部轨迹上的星座系列。您可以看到不同调制（BPSK，QAM，16QAM，64QAM，256 QAM）但SNR相同的情况。您会注意到，即使使用相同的SNR，随着调制深度的增加，您也会获得更高的误差概率。我希望这听起来很清楚。该顶部轨迹表示底部图中的一系列图形上的单个点，如绿色箭头所示。请给您自己多一点时间，直到您清楚地理解这一点。

在一定的SNR条件下（SNR=30dB）星座图与误码率之间的关系

现在让我们将SNR降低5 dB。在顶部轨迹上，您会注意到星座上的误差范围变宽，您会看到绘图上的误码率增加。

在一定的SNR条件下（SNR=25dB）星座图与误码率之间的关系

现在让我们将SNR再降低5 dB。在最上面的轨迹上，你会注意到星座上的误差范围变得更大，你会看到比特误差的速率在图上增加得更多。

在一定的SNR条件下（SNR=20dB）星座图与误码率之间的关系

现在让我们将SNR再降低5 dB。在最上面的轨迹上，你会注意到星座上的误差范围变得更大，你会看到比特误差的速率在图上增加得更多。

在一定的SNR条件下（SNR=15dB）星座图与误码率之间的关系

现在你会看到这个例子中的任何趋势吗？即使具有完全相同的星座图，基于SNR的误码率也会增加或减少。许多人倾向于认为误差率是由发射机功率和接收功率决定的，但实际上绝对功率并不重要，真正重要的是SNR。然而，在实践中，包括我在内的许多人将发射器或接收器功率作为SNR的间接指示器，基于“BIG ASSUMPTION（简单假设）”，噪声水平已知（甚至大致），并且当您增加或减少功率时噪声水平不会改变。如果这个BIG ASSUMPTION成立，如果你增加发射机功率，你可能会说SNR会比发射机功率低时更好。如果你有更高的接收功率，你可能会说SNR会比降低接收功率的情况好。但是，不要盲目地将此规则应用于任何准确的分析或故障排除工作中。如果您需要非常精确的误码分析分析，则需要检查信号路径上每个组件的SNR。我知道这是一项巨大的工作，这也是使用大量高端测试设备校准高精度测试设备（例如，一致性测试系统）需要那么长时间的原因之一。

如您所见，您可能已经注意到SNR与BER（误码率）紧密相关。你可能已经看到了一种总体趋势如下：

i）在相同的调制深度下，在低SNR时会出现高BER（性能不佳），在高SNR时会出现低BER（良好性能）

ii）在相同的SNR下，在低调制深度下，您将获得高调制深度的BER（低性能）要低的BER（良好性能）

然而，在现代通信中，使用各种信道编码和纠错技术来校正一定程度的BER。因此，如果您在纠错后测量错误率，您可能会看到比没有纠错的情况低得多的错误率。通常将误差校正后的误差率测量为称为BLER（BLock误差率）的规格参数。但是，即使使用这种纠错过程，您也无法修复所有错误。因此，下面的总体趋势仍然适用于BLER测量。

i）在相同的调制深度下，在低信噪比（SNR）时会出现高BLER（性能不佳），在高信噪比（SNR）时会出现低BLER（良好性能）

ii）在相同的SNR下，在低调制深度下，您将获得比高调制深度的BLER（性能不佳）要低的BLER（良好性能）

SNR和BLER之间的确切相关性可以根据使用何种信道编码和纠错而变化。下图显示了LTE PDSCH的SNR与BLER的关系的良好示例（参考相关文献，这是最多支持64 QAM的系统数据，如果您使用支持256 QAM的系统进行测量，您会看到不同的图表）。

PDSCH的SNR与BLER的关系

SINAD（信与噪声和失真比，Signal to Noise And Distortion Ratio，信纳比）

与SNR类似，还有另一个名为SINAD（信纳比）的指标。它的定义如下所示。它表示总能量（想要的+不想要的）和不想要的信号功率之比。由于分子是定义中的总功率，因此以dB为单位的值始终为正。

信纳比(SINAD或S/(N + D))指的是信号幅度均方根与所有其它频谱成分(包括谐波但不含直流)的和方根(rss)的平均值之比。

SINAD和SNR

在大多数RF区域，我们更频繁地使用SNR，在某些区域，如音频信号分析，我们倾向于更频繁地使用SINAD。

我们经常对SNR和SINAD感到困惑，并且难以理解SNR和SINAD之间的差异。如下所述，有关参考文献对此进行了详细解释。

信号噪声比（SNR，或有时称为SNR-无谐波）是根据与SINAD相同的FFT数据计算出来的，除了信号谐波从计算中排除，只留下噪声项。在实践中，只需要排除前5个谐波，因为它们占主导地位。 SNR图在高输入频率下会降低，但由于排除了谐波项，因此通常不会像SINAD那样快。

如上所述，主要区别在于是否在计算中包括“失真”。可以在时域中更直观地理解失真。如果将失真信号转换为频域，则失真以谐波的形式出现。因此就频域而言，SNR和SINAD之间的主要区别在于是否在计算中包含了谐波。

SINR（信号干扰加噪声比）

SINR代表信号干扰加噪声比，定义如下（我希望这张图片可以解释一切）。简单地说，SINR是信号（所需信号）与不需要的噪声之比。不需要的噪声包括所有外部干扰和内部产生的噪声。

SNR和SINR的关系

示例1：实际LTE网络中的SNR（SINR）与吞吐量的关系

下图是来自驱动器测试工具Azenqos Drive Test工具（AZQ Android）捕获的数据。这个图是由AZQ报告工具自动生成的，我只是在图表上做了一些美化。

实际LTE网络中的SNR（SINR）与吞吐量的关系

这是显示SINR和吞吐量之间相关性的真实测量。如您所见，随着SNR（SINR）的增加，吞吐量呈指数增长。换句话说，随着SNR降低，吞吐量将呈指数下降。如果网络不改变码率（即，MCS），则吞吐量降低将归因于接收器处的解码失败（即，UE处的解码失败），然而在实际网络中UE周期性地向eNB和eNB报告CQI以改变码率。根据（即，随着CQI值变低而降低MCS并且这导致较小的传输块大小），因此该吞吐量变化将归因于以较低的传输块大小传输数据。

关于光通信的最强进阶科普

大家好，今天这篇文章，将重点介绍一些光通信基础知识。

众所周知，我们现在的整个通信网络，对于光通信技术有着极大的依赖。我们的骨干网、光纤宽带以及5G，都离不开光通信技术的支撑。

所谓光通信，就是利用光信号携带信息，在光纤中进行数据传输的技术。

光波是电磁波的一种，所以，光信号也符合电磁波的物理特性。

想要提升光通信的信息传输量，基本上分为以下三种思路：

第一个思路：提升信号的波特率。

波特率（Baud），准确来说就叫波特，叫波特率只是口语习惯。它的定义是：单位时间内传送的码元符号（Symbol）的个数。

波特率很容易理解，我每秒传输的符号越多，当然信息量就越大。

目前，随着芯片处理技术从16nm提高到7nm和5nm，光学器件和光电转换器件的波特率也从30+Gbaud提高到64+Gbaud、90+Gbaud，甚至120+Gbaud。

然而，波特率并不是无限大的。越往上，技术实现难度越高。高波特率器件，会带来一系列系统性能损伤问题，需要更先进的算法和硬件进行补偿。

大家需要注意，波特率并不是比特率（传输速率）。

对于二进制信号，0和1，1个符号就是1比特（bit）。那么，每秒的符号数（波特率）就等于每秒的比特数（比特率，bit/s）。对于四进制信号，1个符号可以表达2比特，每秒的符号数×2=每秒的比特数。

四进制，相同的波特率，比特率翻倍（信息量翻倍）

所以说，为了提升每秒的比特数（信息传输速率），我们需要一个符号能尽量表达更多的比特。怎么做到呢？我们待会再说。

第二个思路：采用更多的光纤数或通道数。

用更多的光纤，这个思路很容易粗暴。光纤数量越多，相当于单车道变双车道、四车道、八车道，当然传输信息量会翻倍。

但是，这种方式涉及到投资成本。而且，光纤数太多，安装也会很麻烦。

在一根光纤里，建立多个信道，这是个更好的办法。

信道数可以是空间信道，也可以是频率信道。

空间信道包括模式（单模/多模）、纤芯（多纤芯的光纤）、偏振（待会会讲）。

频率信道的话，这就要提到WDM（波分复用技术）。它把不同的业务数据，放在不同波长的光载波信号中，在一根光纤中传送。

WDM波分复用

波长×频率=光速（恒定值），所以波分复用其实就是频分复用

WDM同样也不是无限波数的。每个波长都必须在指定的波长范围内，而且相互之间还要有保护间隔，不然容易“撞车”。

目前行业正在努力将光通信的频段拓展到“C+L”频段，可以实现192个波长，频谱带宽接近9.6THz。如果单波400G，那就是192×400G=76.8Tbps的传输速率。

第三个思路，也是我们今天要重点介绍的思路—— 高阶调制 。

也就是说，采用更高级的调制技术，提升单个符号所能代表的比特（对应第一个思路），进而提升比特率。

对于调制，大家一定不会陌生。我们经常听说的PAM4、BPSK、QPSK、16QAM、64QAM，都是调制技术。

以前我给大家讲电通信和移动通信的时候，提到过：想让电磁波符号表达不同的信息，无非就是对电磁波的几个物理维度进行调整。

大家比较熟悉的物理维度，是幅度、频率、相位。

光波也是电磁波，所以，对光波进行调制，思路基本是一样的。

光纤通信系统，主要有6个物理维度可供复用，即：频率（波长）、幅度、相位、时间（OTDM）、空间（空分复用）、偏振（PDM）。

█ 幅度调制

频率复用其实就是WDM波分复用，刚才已经介绍过了。接下来，我们看看幅度调制 。

在早期的光通信系统里，我们采用的是直接调制 （DML，Direct Modulation Laser）。它就属于强度（幅度）调制。

在直接调制中，电信号直接用开关键控（OOK，On-Off Keying）方式，调制激光器的强度（幅度）。

这个和我们的航海信号灯有点像。亮的时候是1，暗的时候是0，一个符号一个比特，简单明了。

直接调制的优点是采用单一器件，成本低廉，附件损耗小。但是，它的缺点也很多。它的调制频率受限（与激光器驰豫振荡有关），会产生强的频率啁啾，限制传输距离。直接调制激光器可能出现的线性调频，使输出线宽增大，色散引入脉冲展宽，使信道能量损失，并产生对邻近信道的串扰（看不懂就跳过吧）。

所以，后来出现了外调制 （EML，External Modulation Laser）。

在外调制中，调制器作用于激光器外的调制器上，借助电光、热光或声光等物理效应，使激光器发射的激光束的光参量发生变化，从而实现调制。

如下图所示：

外调制常用的方式有两种。

一种是EA电吸收调制 。将调制器与激光器集成到一起，激光器恒定光强的光，送到EA调制器，EA调制器等同于一个门，门开的大小由电压控制。通过改变电场的大小，可以调整对光信号的吸收率，进而实现调制。

还有一种，是MZ调制器，也就是Mach-Zehnder马赫-曾德尔调制器 。

在MZ调制器中，输入的激光被分成两路。通过改变施加在MZ调制器上的偏置电压，两路光之间的相位差发生变化，再在调制器输出端叠加在一起。

电压是如何产生相位差的呢？

基于电光效应——某些晶体(如铌酸锂)的折射率n，会随着局部电场强度变化而变化。

如下图所示，双臂就是双路径，一个是Modulated path（调制路径），一个是Unmodulated path（非调制路径）。

当作用在调制路径上的电压变化时，这个臂上的折射率n发生了变化。光在介质中的传播速率v=c/n（光在真空中的速率除以折射率），所以，光传播的速率v发生变化。

两条路径长度是一样的，有人先到，有人后到，所以，就出现了相位的差异。

如果两路光的相位差是0度，那么相加以后，振幅就是1+1=2。

如果两路光的相位差是90度，那么相加以后，振幅就是2的平方根。

如果两路光的相位差是180度，那么相加以后，振幅就是1-1=0。

大家应该也想到了，其实MZ调制器就是基于双缝干涉实验，和水波干涉原理一样的。

峰峰叠加，峰谷抵消

█ 光相位 调制

接下来，我们讲讲光相位调制。（敲黑板，这部分可是重点！）

其实刚才我们已经讲到了相位，不过那个是借助相位差产生幅度差，依旧属于幅度调制。

首先，我们回忆一下高中（初中？）的数学知识——虚数和三角函数。

在数学中，虚数就是形如a+b*i 的数。实部a可对应平面上的横轴，虚部b与对应平面上的纵轴，这样虚数a+b*i可与平面内的点(a,b)对应。

大家应该还记得，坐标轴其实是可以和波形相对应的，如下：

波形，其实又可以用三角函数来表示，例如：

多么优美，多么妖娆~

X = A * sin（ωt+φ）= A * sinθ

Y = A * cos（ωt+φ）= A * cosθ

ω是角速度，ω=2πf，f是频率。

φ是初相位，上图为0°。

还记得不？把A看出幅度，把θ看成相位，就是电磁波的波形。

θ=0°，sinθ=0

θ=90°，sinθ=1

θ=180°，sinθ=0

θ=270°，sinθ=-1

好了，基础知识复习完毕，现在进入正文。

首先，我们介绍一下，星座图 。

其实刚才介绍MZ调制器相位变化的时候，已经看到了星座图的影子。下面这几张图图，都属于星座图。图中的黑色小点，就是星座点。

大家会发现，星座图和我们非常熟悉的纵横坐标系很像。是的，星座图里的星座点，其实就是振幅E和相位Ф的一对组合。

就要提出 I/Q调制 （不是智商调制啊）。

I，为in-phase，同相或实部。Q，为quadrature phase，正交相位或虚部。所谓正交，就是相对参考信号相位有-90度差的载波。

我们继续来看。

在星座图上，如果幅度不变，用两个不同的相位0和180°，表示1和0，可以传递2种符号，就是BPSK （Binary Phase Shift Keying，二进制相移键控）。

BPSK

BPSK是最简单最基础的PSK，非常稳，不容易出错，抗干扰能力强。但是，它一个符号只能传送1个比特，效率太低。

于是，我们升级一下，搞个QPSK （Quadrature PSK，正交相移键控）。

QPSK，是具有4个电平值的四进制相移键控（PSK）调制。它的频带利用率，是BPSK的2倍。

图片来自是德科技

随着进制的增加，虽然频带利用率提高，但也带来了缺点——各码元之间的距离减小，不利于信号的恢复。特别是受到噪声和干扰时，误码率会随之增大。

为解决这个问题，我们不得不提高信号功率（即提高信号的信噪比，来避免误码率的增大），这就使功率利用率降低了。

有没有办法，可以兼顾频带利用率和各码元之间的距离呢？

有的，这就引入了QAM （Quadrature Amplitude Modulation，正交幅度调制）。

QAM的特点，是各码元之间不仅相位不同，幅度也不同。它属于相位与幅度相结合的调制方式。

大家看下面这张动图，就明白了：

Amp，振幅。Phase，相位。

其实，QPSK就是电平数为4的QAM。上图是16QAM，16个符号，每个符号4bit（0000，0001，0010等）。

64QAM的话，64个符号（2的n次方，n=6），每个符号6bit（000000，000001，000010等）。

QPSK这种调制，到底是怎么捣鼓出来的呢？

我们可以看一个通过MZ调制器捣鼓QPSK的图片：

图片来自是德科技

在发射机中，电比特流被一个多路复用器分成信号的I和Q部分。这两部分中的每一部分都直接调制MZ调制器一只臂上的激光信号的相位。另一个MZ调制器把较低的分支相移π⁄2。两个分支重组后，结果是一个QPSK信号。

高阶QAM的调制难度更大。限于篇幅，下次我再专门给大家解释。

此前介绍无线通信调制的时候，说过5G和Wi-Fi 6都在冲1024QAM。那么，光通信是不是可以搞那么高阶的QAM呢？

不瞒您说，还真有人这么干了。

前几年，就有公司展示了基于先进的星系整形算法和奈奎斯特副载波技术的1024QAM调制，基于66Gbaud波特率，实现了1.32Tbps下的400公里传输，频谱效率达到9.35bit/s/Hz。

不过，这种高阶调制仍属于实验室阶段，没有商用（也不知道有没有可能商用）。目前实际应用的，好像没有超过256QAM。

高阶QAM虽然带来了传输速率的大幅提升，但对元器件性能要求很高，对芯片算力的要求也高。而且，如果信道噪声或干扰太大，还是会出现刚才所说的高误码率问题。

1024QAM，密集恐惧症的节奏

在相同的30G+波特率下，16QAM的光信噪比（OSNR）比QPSK高出约5dB。随着星座中星座点个数的增加，16QAM的OSNR将呈指数增长。

因此，16QAM或更高阶QAM的传输距离将被进一步限制。

为了进一步榨干光纤通信的带宽潜力，厂商们祭出了新的大杀器，那就是——相干光通信 。感兴趣的读者可以进一步去了解。

█ PAM4和偏振复用

文章的最后，再说说两个“翻倍”技术——PAM4和PDM偏振多路复用。

先说PAM4。

在PAM4之前，我们传统使用的都是NRZ。

NRZ，就是Non-Return-to-Zero的缩写，字面意思叫做“不归零”，也就是不归零编码。

采用NRZ编码的信号，就是使用高、低两种信号电平来表示传输信息的数字逻辑信号。

NRZ有单极性不归零码和双极性不归零码。

单极性不归零码，“1”和“0”分别对应正电平和零电平，或负电平和零电平。

单极性不归零码

双极性不归零码，“1”和“0”分别对应正电平和等效负电平。

双极性不归零码

所谓“不归零”，不是说没有“0”，而是说每传输完一位数据，信号无需返回到零电平。（显然，相比RZ，NRZ节约了带宽。）

在光模块调制里面，我们是用激光器的功率来控制0和1的。

简单来说，就是发光，实际发射光功率大于某门限值，就是1。小于某门限值，就是0。

传输011011就是这样：

NRZ调制

后来，正如前文所说，为了增加单位时间内传输的逻辑信息，就搞出了PAM4。

PAM4，就是4-Level Pulse Amplitude Modulation，中文名叫做四电平脉冲幅度调制。它是一种高级调制技术，采用4个不同的信号电平来进行信号传输。

还是传输011011，就变成这样：

PAM4调制

这样一来，单个符号周期表示的逻辑信息，从NRZ的1bit，变成了2bit，翻了一倍。

NRZ VS PAM4 （右边是眼图）

那么问题来了，如果4电平能够翻一倍，为啥我们不搞个8电平、16电平、32电平？速度随便翻倍，岂不爽歪歪？

答案是不行。

主要原因，还是在于激光器的技术工艺。实现PAM4，需要激光器能够做到对功率的精确控制。

如果工艺不OK，搞更高位数电平，就会造成很高的误码率，无法正常工作。即便是PAM4，如果信道噪声太大，也是不能正常工作的。

什么是PDM偏振多路复用 呢？

PDM偏振多路复用，就是Polarization Division Multiplexing

不知道大家有没有看过我之前写过的关于天线的文章。天线里面，有一个双极化的概念，在空间上，把电磁波“转动”90度，就可以实现两个独立的电磁波传输。

天线的双极化

偏振复用的道理，其实也差不多。它利用光的偏振维度，在同一波长信道中，通过光的两个相互正交偏振态，同时传输两路独立数据信息，以此达到提升系统总容量的目的。

它等于实现了双通道传输，和PAM4一样，翻了一倍。

PDM偏振复用，X偏振和Y偏振，各自独立

图片来自是德科技

好啦，以上就是今天文章的全部内容。感谢大家的耐心观看，我们下期介绍相干光通信，不见不散哟！

—— 全文完 ——

参考文献：

1、知否，知否，什么是相干光通信，是德科技

2、戴维带你认识光通讯，菲尼萨·戴维

3、话说大容量光纤通信，Fiber，知乎

4、认识光通信，原荣，机械工业出版社

转载内容仅代表作者观点

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来源：鲜枣课堂

编辑：云开叶落

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