直调光模块中的消光比（ER）和光调制幅度（OMA）

​ 我们在有些用于短距传输的直调光模块的手册上通常会去重点关注与DML或EML相关的ER和 OMA两个指标。那么它们代表了什么意思呢？二者有什么关系呢？取值多大合适？怎么测试？今天带着这几个问题，来谈谈这方面的知识。

1. 定义与计算

ER，extinction ratio，消光比，指的是信号发送高电平和低电平时光功率的比值，即：

(1)

不过通常在手册上看到的是它的对数形式，即ERdB = 10*log10(ER)，如果发送“1”和“0”的光功率P1和P0都是用dBm单位的话，对数消光比就等于二者功率之差，即ERdB)= P1(dBm) -P0(dBm)。

OMA，optical modulation amplitude，光调制幅度，指的是光信号经过调制后高电平和低电平时光功率的差异，即：

(2)

很显然，ER和 OMA都是代表发送高电平和低电平信号时光功率的差距，只不过ER表示的是相对差距，而OMA表示的则是绝对的差异。

2. 意义及相互转换

那为什么ER和 OMA重要？

凭直觉就知道，“1”和“0”的光功率区分度越大，在接收端就更容易区分“1”和“0”了，误码率BER自然就小了。事实上理论上也很容易去证明这一点。

还记得上次我们讲眼图的时候，提到过品质因子Q的定义，对吧？就是下面这个式子：

其中分子是高低电平对应的光功率之差，也就是OMA了，而分母是高低电平的标准差之和，其实代表了噪声的大小。对于热噪声受限的PIN接收机，高低电平对应的噪声是一样的。因而对于给定的接收机，Q因子仅由OMA决定。进一步地，我们之前也提到过，Q和 BER是满足确定的函数关系，即:

所以说高低电平对应光功率的差距直接反映了光模块的性能。那么这两种衡量光功率差异的指标之间有没有关系呢？

为了确定相对差异和绝对差异之间的关系，引入一个中间量作为参考是有必要的。这个量就是经常用到的平均光功率Pave。其定义为：

(3)

联合（1），（2），（3）式，进行简单的变量替换后，利用中间量Pave很容易得到OMA和ER之间的关系。

(4)

(5)

以及P1，P0与ER和 Pave之间的关系。

(6)

(7)

从（3）~（7）式不难看出，P1,P0,Pave,ER,OMA这五个量中仅有2个是独立的，知道任意2个就可以利用上述关系求得其它几个的值。基于此，下面的分析我们还是选取较熟悉的Pave和ER来作进一步地分析吧。当然，ER和OMA还是有区别的，这表现为当光信号经过衰减后，ER不变，但是OMA却按照信号衰减系数减小了，反之经过光放后，也类似。

当然，ER和 OMA在眼图上来看也是十分直观的，如图1所示。ER和OMA越大眼图张开度越好。

图1. 眼图中OMA示例

3. ER的代价及实际取值

以上单从接收机灵敏度（或BER）的角度分析了，较大的ER或OMA对改善BER是有好处的，而且，进一步地还可以计算相比于ER为无穷大的时候，有限的ER会引入的功率代价为：

(8)

从上式可知，6dB左右的ER （如DML），引入的功率代价约为2dB，而9dB左右的ER（如EML），引入的功率代价约为1dB。这也很容易解释为何通常EML的性能会比DML好，一部分原因就是因为EML有更高的消光比。那对于直调光模块，是不是消光比越高越好呢？

先看看怎么提高DML的消光比吧。从定义上看就是要增加激光器的开和关两种状态下的光功率的相对差距，那最直接的办法就是增加驱动电压的幅度，增加高电平和低电平的差异。但是这样会带来两个问题。

其一，驱动电压幅度增加容易导致DML中载流子密度交替变化，从而引起有源区折射率的变化，激光器波长发生漂移，电流会因子激光器波长漂移，俗称啁啾，最终的表现是低电平的光信号波长长，高电平光信号波长短，二者在光纤中的传输速度不同，从而引起信号时域展宽，容易造成码间干扰（ISI）。因此高的ER对于DML来说也可能会增加啁啾引起的代价。

另一方面，激光器从低功率（P0）到高功率输出（P1）转换过程需要时间，与载流子渡越时间相关，功率差异变大，会增长渡越时间，从而降低了调制带宽。因此高速DML的 ER通常会比较小点。

那实际中，ER会是多大呢？这取决于DML的直流偏置。如图2所示，为了减小高速DML中的电光延时、弛豫震荡和码型效应，DML的偏置点通常会在阈值附近，这也就是说发“0”的时候，激光器也是发光的，即P0不为0，这显然会降低ER。

图2. 典型的半导体激光器PI特性曲线

而从接收机的角度讲，有一个过载光功率PRth，即当接收到的平均光功率超过该值后，接收机饱和，不能正常工作。所以正常工作时要求P1不超过2PRth-P0，从而最大的消光比为ERmax = 2PRth/P0-1。

再结合图3看看由（8）式计算的功率代价与ER的关系曲线，发现其实当ER超过20dB后，基本对性能没有影响。超过15dB之后，事实上ER提升对性能改善作用就不大了。因此过高的ER也没什么作用，相反可能会增加功耗。

对于25G NZR信号，商用DML的 ER通常在 4~6dB，而EML的ER在8~10 dB.

图3. 有限消光比造成的功率代价

4. 光模块及ER测试

再谈谈怎么测试ER吧。其实，测试ER本身很简单，但是整个光模块却要做很多的测试，如图4所示。

图4. 短距光模块的主要测试项示意图

在发端，主要是测试两项，1是输入信号的电眼图，以保证输入信号的质量足够好。2是测试经过调制后光信号的质量，如光眼图，ER，OMA。通常用带光口的眼图仪，也叫数字通信分析仪（DCA），实在没有光口的，就用一个大带宽的光电探测器（PD）转成电后再看电眼图。眼图仪可以直接测量眼图，顺便显示OMA，ER，Pave等参数，直接读就行了。不过，这时候还要看发送的光眼图通过对应速率的眼图模板的裕量。如下图所示，模板的灰色区域不得有信号样点落入其中。

图5. 眼图模板示例

而接收端的测试与发送端不同，一般需要测试足够差的信号，也叫压力测试，来评估最坏的情况。接收机最终输出的电信号也要进行测试，包括眼图和BER，抖动，抖动跟踪能力的容忍度。

实际中测试光模块是件很复杂的事情，不同型号，不同速率，不同标准的，对应的测试指标和手段也不尽完全相同，需要遵照相应的测试标准和流程。

参考资料：

[1] https://www.lightwaveonline.com/opticaltech/article/16650474/ the-increasing-importance-of-extinction-ratio-in-telecommunications

[2] https://www.etulinktechnology.com/blog/how-to-test-a-optical-transceiver-_b52

[3] https://wenku.baidu.com/view/9d5fd6ebf18583d048645967.html

注：本文首发于本人微信公众号：光通信充电宝。

作者：华仔

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深入浅出聊聊相干光通信（上）看看中长距如何实现400G传输

本文内容主要分为以下部分：

☑ 为什么在骨干网，长距传输上选择了相干光通信？

☑ 了解相干光通信之前所需的知识储备

☑ QPSK，QAM等复杂调制格式具体实现的方式

在光通信行业里，我们经常听到400G和100G传输，而相干光通信和PAM4传输技术在数据中心及网络基础设施中是当下实现这两种速率的主要技术方向。按照这两种技术各自的优势，它们分别在线路侧骨干网传输和客户侧模块发挥着各自的优势。PAM4传输技术之前小K普及过很多次了，那么相干又怎么理解呢？

从传输技术来看，有三个维度可以用来增加传输的信息量：

更高符号速率 10 GBaud/s → 25 GBaud/s → 56G Baud/s……；

更多并行通道数 波分复用或者多路光纤1x → 4x → 8x → 32x……；

高阶复杂调制 如 PAM-4，QPSK，16QAM，64QAM……

PAM4可以看作是一种高阶幅度调制，在相同的符号速率下可以传输NRZ信号两倍的比特位数，而相干光通信则利用光波的更多维度，偏振，幅度，相位和频率来承载更多的调制信息，从而扩充了传输容量。

图（1）

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正文开始，小K开讲！

PART

一

为什么在骨干网

长距传输上选择了相干光通信？

01

首先采用复杂调制的相干光通信节省了光带宽资源，提升了光纤传输效率， 是进一步提高传输带宽的绝佳选择。传统概念上光纤的带宽是不受限制的，然而随着速率的提升和波分复用技术的实施，我们还是遇到了瓶颈。

左 右

左图 可以看到随着信号速率的提高，光信号的频谱也在变宽。当符号率提升至40 GBaud甚至100 GBaud时，OOK（把一个幅度取为0，另一个幅度为非0，就是OOK，On-Off Keying，该调制方式的实现简单），信号占用的带宽变得大于50-GHz ITU信道的带宽。从图中可以看出，频谱加宽的信道开始与它们的相邻信道重叠，导致串扰的出现。

右图 给出了使用多种不同技术的组合如何提高频谱效率的想法。 举例来说，与NRZ-OOK调制格式相比，使用QPSK可以将符号利用率提升两倍。这样我们就使用一半的符号率传输同样速率的数据，占用的光谱带宽也减少了一半。然后通过上面我们说过的偏振复用PDM可以在同一个波长传递两个并行偏振通道，相当于提升两倍频谱效率。通过QPSK高阶调制和PDM偏振复用技术，我们将单波长通道的光信号频谱占用减小到了原来的四分之一。 最后再利用脉冲整形滤波器进一步缩小占用频谱之后，可以在50GHz带宽的信道中传输112Gbps的数据。

02

光相干接收机的另一个优点是数字信号处理功能。数字相干接收机的解调过程是完全线性的；所有传输光信号的复杂幅度信息包括偏振态在检测后被保存分析，因此可以进行各种信号补偿处理，比如做色度色散补偿和偏振模式色散补偿。这就使得长距离传输的链路设计变得更加简单，因为传统的非相干光通信是要通过光路补偿器件来进行色散补偿等工作的。（传统传输链路的色散问题，即光信号各个组成成分在光纤中传输时，抵达时间不一样。）

图（2）

03

相干接收机比普通的接收机灵敏度高大约20dB,因此在传输系统中无中继的距离就会越长。得益于接收机的高灵敏度，我们可以减少在长距离传输光路上进行放大的次数。

基于以上原因，相干光通信可以减少长距离传输的光纤架设成本，简化光路放大和补偿设计，因此在长距离传输网上成为了主要的应用技术。

PART

二

了解相干光通信之前所需的知识储备

接下来我们要讲的是相干光发射的复杂调制技术，但要讲明白复杂调制的原理，我们还得花点时间回顾以下内容作为基石：

传统强度调制

I/Q调制

星座图

『强度调制』 根据其原理不同，一般可以简单分为 直接调制（DML） 和 外调制(EML) 两种。

直接调制DML

Direct Modulation Laser

直接调制原理最简单, 信号直接调制光源的输出光强，激光器出光功率与驱动电流成正比。

但是直接调制最大的问题就是频率啁啾，使其不适用于更高频的调制。

调制1的时候，输入到激光器的电流大，激光器的输出振幅大，能量大，亮

调制0的时候，输入到激光器的电流小，激光器的输出振幅小，能量小，暗

图（3）

用于直接调制的激光器，我们就称为DML（Direct Modulation Laser）激光器。

外调制EML

External Modulation Laser

用于外调制的激光器，我们就称为EML（External Modulation Laser）激光器。外调制常用的方式有两种，一种是EA电吸收，将调制器与激光器集成到一起，激光器的光送到EA调制器，EA调制器等同于一个门，门开的大小由电压控制。因此可以通过改变电场大小，调整对光信号的吸收率。

外调制还有一种就是大名鼎鼎的 MZ Mach-Zehnder马赫-曾德尔调制器 。在MZ调制器中，输入的激光被分成两路。通过改变施加在MZ调制器上的偏置电压，两路光之间的相位差发生变化，再在调制器输出端叠加在一起。

物理学上著名的双缝干涉实验证明了光有波的特性↓↓↓

图（4）

MZ正是利用了光波的这一特性，完成了信号的调制：

相差是0度，那么相加以后，振幅就是1+1=2

相差是90度，那么相加以后，振幅就是

相差是180度，那么相加以后，振幅就是1-1=0

由上面的描述，我们知道，相差变化可以带来振幅（能量）的变化，从而实现光的强度调制。

（上下滑动，查看更多）

小知识：利用电光效应控制相位

在构建相位调制器时，我们可以受益于某些晶体(如铌酸锂)的折射率n依赖于局部电场强度的效应。这就是所谓的“电光效应”。

这对相位调制有什么帮助?如果n是场强度的函数，那么通过晶体的光的速度和波长也是。因此，如果对晶体施加电压，那么通过晶体的光的波长就会减小，通过选择适当的电压就可以控制出射光的相位(见下图)。

上图显示了框图和周期性的光功率和ΔU传播之间的关系。半波电压Uπ是功率传输中π的相位变化所需的电压，意味着调制器在不传输功率和传输100％的输入功率的电压差。

什么是 『I/Q调制』 ？为什么要用I/Q调制？

光波当然不会仅仅由振幅来定义，通过下面具有Ex和Ey两个偏振分量的电磁波电场的经典数学公式描述可以知道有很多光波特征参数都可以用来对信息进行编码呢，比如：

在偏振复用中，这些正交分量可以作为两个不同的通道传递独立信号；

在波分复用中应用不同的频率ω可以在不同渠道独立数据传输这些频率/波长；

对于复杂的调制方案, 就可以用上振幅E, 相位Ф等参数共同调制信号---这就是基本的I/Q调制

这样是不是感觉调制方案有了很多种可能性？事实上，这也的确是高阶复杂调制的理论根据。

图（5）

I/Q调制在下图用极坐标描述，这里，I为in-phase同相或实部，Q为quadrature正交相位或虚部，如图（6）所示蓝色矢量端点的位置对应一个点 (也称为“星座点”)在这个图中(这被称为“星座图”)，这个点其实就是振幅E和相位Ф的一对组合。

图（6）

I/Q调制听起来有个蛮高大上的名字，那它是不是就比前面讲过的OOK调制Niubility呢？先让下面哥仨挨个来个自我介绍：

图（7）

由此可知，调制幅度和/或相位不意味着相对OOK调制具有更高的传输效率。

而相干传输技术于传统上用的NRZ，RZ和OOK信号相比，要提高传输效率，就要使用多个符号表示多个位数，那么用一个MZM调制器只能实现BPSK调制， 那么要实现QPSK，则要有两个正交的MZM调制器。

这意味着在Q路有 90° 的相移, 表现在时域上的波形为图（8）所示，一共有4个符号，每一个时钟周期传输2比特：

图（8）

* A 代表 00--- → a sin(ωt+45)

* B 代表 01---- → a sin(ωt+225)

* C 代表 11---- → asin(ωt+315)

* D 代表 10---- → a sin(ωt+135)

还要说明的是在复杂编码情况下，现在实际上有两种不同的速度需要被澄清：

首先 是以每秒比特数测量的比特率

，也称为“传输速率”。

其次， 符号率S量化以波特为单位测量的每秒传输的符号数。 因此，它通常被称为“波特率”。 利用比特/符号的编码效率e， 符号率计算如下：

图（9）以QPSK为例进一步解释这个公式。对于100-Gbps QPSK信号，这意味着它的传输速率是100Gbps，而它的符号率S =（100Gbps）/（2比特/符号）= 50Gbaud，此信号占用的光通信带宽约为25GHz。

图（9）

什么是QAM?什么是 『星座图』 ？

QAM是Quadrature AmplitudeModulation的缩写，也叫“正交振幅调制”，其幅度和相位同时变化。它的优点是每个符号包含的比特个数更多，从而可获得更高的系统效率。

对于给定的系统，所需要的符号数为2n，这里n就是每个符号的比特数。

☞ 对于16QAM，n=4， 因此有16个符号，每个符号4bit：0000，0001，0010等

☞ 对于64QAM，n=6， 因此有64个符号，每个符号6bit：000000，000001，000010等

而由这些符号组成的在极坐标中的位置集合就是星座图，对于相位调制，可以通过星座图来直观的感受信号质量的好坏：

图（10）

图（11）显示了QPSK中四个符号的星座点，可以把它看作是4QAM，其中四个符号中每个符号由两比特编码而成。星座点都位于一个半径为E的圆上，这意味着这四个符号只有不同的相位 (即总是相邻点之间的π/ 2).

传统的OOK也可以用星座图表示，由于信息仅在振幅中，所以位值1可以在半径为(=振幅)E的圆上的任何位置。

图（11）

有了前面这些铺垫，这一段大家最常用的对相干光通信的解释，这时候就可以上场了！

相干光通信的基本原理

在发送端，采用外光调制的方式将信号以调幅、调相、调频的方式调制到光载波上，经过后端处理发送出去。到达接收端以后，首先经过前端处理如均衡等，再进入光混频器与本地光振荡器产生的光信号进行相干混合，然后由探测器进行探测。

那么在实际应用中

前面所提到的各种调制方式

的实现方式又是怎样的呢？

我们进入第三部分一探究竟

PART

三

QPSK，QAM等复杂调制格式

具体实现的方式

/// 首先来看看MZ调制器Mach-Zehnder调制器的相移效应

同样的我们还是在IQ图中描述。在图（12）中可以看到恒定幅度的正弦波示例，并定义相对相位Φ= 0.在信号分离后，每个分支上只有一半的功率。在蓝色信号示例中，没有电压施加到调制器分支，因此如果它们具有相等的长度，则信号的相对相位在两个臂上保持不变。合路后会产生具有原始幅度但相移Φ = π的正弦波。

图（12）马赫-曾德调制器相位漂移的例子、时域和IQ图

在红色信号的示例中,较低的分支上的信号相移π⁄2和上分支相移3π⁄2。在绿色信号的示例中，情况正好相反。这两个信号的共同之处是，当重新组合这两支信号时，会出现相消干扰，即这两个向量加起来等于零向量。

因此，在红色和绿色的例子中，调制器的出口没有信号。对于黄色信号, 信号相位移动了π。当叠加蓝色和绿色两个信号时，你会得到一个相长干扰，由此产生的波是一个原始位移的正弦波。

/// 用于传输QPSK信号的马赫-曾德尔调制器

使用QPSK调制的马赫-曾德尔调制器在发射机设置中是如何使用的?在图（13）中给出了完整的框图，并概述了QPSK调制的原理。

图（13）调制QPSK信号的发射机设置

在QPSK调制中，相对于OOK的传输速率是通过将2比特编码为一个符号来实现的两倍扩张。这四个符号在IQ图的四个星座点中，它们的振幅相同但点与点相差π⁄2。

在发射机中，电比特流被一个多路复用器分成信号的I和Q部分。这两部分中的每一部分都直接调制马赫-曾德尔调制器一只臂上的激光信号的相位。另一个马赫-曾德尔调制器把较低的分支相移π⁄2。两个分支重组后，结果是一个QPSK信号，如图（13）底部所示。

/// 发射机更为复杂的调制方案实现方式

对于16-QAM这样的高阶调制方案，发射机的设置必须能够提供更多的幅度级和相位，这意味着更高的复杂性。

在16-QAM中，每个符号编码4比特，需要两个不同的光功率级别。为了实现这一点，它们的模块化和在电/光调制程度有很多不同的方法。图（14）提供了四个实现示例进行比较：

图（14）

图（14）列举了QPSK以外调制格式的发射机的实现方式，如16-QAM在实践中，右下角的设置是常用的。

图（14）左上角 是一个由离散元件组成的发射器。数字-模拟转换(DAC)是在光信号上进行的。以BERT为例，有4个输出通道以电的方式产生四个符号。这四个电压驱动两个马赫-曾德尔调制器。带有splitter的激光源提供两路光信号，然后由马赫-曾德尔干涉仪进行调制。在较低的分支上，连接了一个光学衰减器得到第二个较低的光振幅。上支具有另一个马赫-曾德尔调制器，相对于下支去移动上支相位，重组后的结果是得到16 QAM的光信号。

事实上，可以看到会需要不止一个马赫-曾德尔调制器，这就是这个设置的缺点，因为它们是比较昂贵的组件。同时，铌酸锂元件必须具有恒定工作温度，才能实现精确的相位控制，这也很难保证。

图（14）右上角 的示例中是把马赫-曾德尔干涉仪集成在一个光学芯片上，则相位控制将更容易。这里，分支1和分支2各自发出QPSK信号。两个分支的干涉结果为16-QAM信号。

但是这种方法的缺点是它不可商业化。

图（15）

图（15）两个并行的16-QAM调制步骤：在一个分支上，得到绿色 的QPSK信号，并与第二个分支上的另一个QPSK信号组合，得到蓝色 的16-QAM星座点。

图（14）左下角 的例子中，有两种设计是在电气领域中执行DAC。可以使用标准码型发生器创建4比特的序列。信号的I部分在上部两只分支，其中一只分支上的衰减器提供第二个振幅电平。同样的情况也存在于下部的两个分支上，在那里产生信号的Q部分。通过组合器后，两级电信号控制马赫-曾德尔调制器的光信号。

这种方法的缺点是，由于它有许多组件，所以设置非常复杂，因此不够灵活，其次电压分辨率对于两个以上的振幅级别来说不够好，所以它也不可能实现像64QAM这样的高阶调制方案。

图（14）右下角 的框图显示了最方便和灵活的实现方式。在实践中，这是通常使用的发射机实现方式。 用任意波形发生器对信号进行调制，然后由它驱动马赫-曾德尔干涉仪。使用这种方法可以生成更多的电平。用这种光发射机可以实现比16-QAM复杂得多的调制方案。

当然，利用这种逻辑，小伙伴们可能会想象这样的方案，我们是不是可以通过尽可能多的增加在一个符号中编码的比特数来增加数据速率，然后所需的光学带宽保持不变。但这显然没那么简单。因为除占用带宽外，还必须考虑技术可行性，现有基础设施的配合等。调制格式越复杂，每个调制符号所对应的比特数越多（调制效率越高），但最终会受限于香农定律，代价是星座图中的点越靠近，需要的SNR的代价越大。因此，对于更高的传输速率，需要更复杂的调制格式，对应的产品挑战就越大，这将是我们下一篇将要探讨的内容。

除了相干复杂调制方案之外，它还可以与其他传输方法相结合，以通过光纤链路更有效地传输数据信号。例如，在偏振多路复用（PDM）中，与第一路光信号正交偏振的第二路光信号携带独立信息并在同一光纤上传输（见下图）。这就实现了双通道并行传输，传输带宽加倍，而不需要第二个光纤。通过偏振多路复用与波分复用技术，可以实现单光纤10Tb/s以上的传输带宽。

图（16）

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